1.   引　言

随着毫米波、太赫兹技术的发展, 通信技术的应用频率正在向更高频段拓展. 传统的微带传输线在毫米波、太赫兹频段的损耗显著增大, 寄生效应也更加明显, 因此微带线在毫米波、太赫兹频段的应用受到了很大限制[1-3]. 目前毫米波、太赫兹通信系统和测试仪器接口, 以及系统内各个模块、单元间的连接主要使用损耗更小的波导, 然而传统的金属矩形波导(rectangular waveguide, RWG)的尺寸过大、不易于集成, 在平面电路中难以应用. 基片集成波导(substrate integrated waveguide, SIW)是一种制作在介质基片中的波导结构, 具有便于集成、损耗低、功率容量高等优势, 在毫米波、太赫兹频段得到了较为广泛的应用[4-6]. 因此, SIW与标准RWG之间的过渡互联结构是毫米波、太赫兹通信系统中的关键技术, 尤其在高集成度的平面天线阵列方面, 具有重要意义. 

近几年国内外的研究成果主要集中在W波段及频率更低的Ka波段或V波段, 所设计的过渡结构模型复杂, 对工艺要求较高, 且频带较窄, 应用场景有限[7-15]. Zhang等[11]采用贴片加耦合槽的结构, 使用印刷电路板(printed circuit board, PCB)工艺制作了一种SIW到RWG的过渡结构, 在85.7—104.5 GHz频带内实现了–10 dB以内的回波损耗; Cao等[13]使用阶梯结构, 使用低温共烧陶瓷(low temperature co-fired ceramics, LTCC)工艺制作了一种RWG到微带线的过渡结构, 在86—97 GHz的频带内实现了–15 dB以内的回波损耗. 这两个研究成果是比较具有代表性的W波段过渡结构, 且性能较好, 其他成果频带较低或大量使用金属化工艺, 参考价值有限. 

本文基于LTCC技术, 对SIW到RWG的过渡结构开展了研究设计, 得到了一种结构简单、易于设计和加工、可靠性高且装配简便的SIW-RWG的过渡结构, 可分别在W波段和D波段实现SIW-金属波导的低损耗宽频带互联. 在此基础之上, 针对后续LTCC阵列天线设计的需求, 进一步设计了一种一分二的过渡结构, 可用于SIW组成的馈电网络输入端, 并通过引入空腔结构与原有的阶梯结构相结合, 来进一步延展带宽. 该一分二过渡结构也能在W波段和D波段得到良好的传输特性, 证明本文所提出的模型具有一定的频带普适性, 通过调整模型参数可在毫米波和太赫兹频带内具有良好的适用性. 为了验证本文所提出的两种过渡结构模型, 选取了频段较高的D波段进行了实际的加工制板测试, 得到了与仿真结果较为吻合的测试结果, 证明了两种过渡结构的实用性. 

2.   SIW-RWG过渡结构设计

2.1   理论模型

SIW是用周期排布的金属通孔在介质基片中实现波导的场传播模式, 其结构示意图如图1所示. 介质基板的上下表面为金属层, 结合介质基板中的两排金属通孔, 构造出一种类似于RWG的结构[4-6]. 在满足一定前提条件的情况下, 可以认为SIW与标准RWG的主要区别在于传输介质不同. SIW的主要设计参数包括: 通孔直径d; 相邻通孔的间距s; SIW的宽度w; 介质基片的厚度h和介质介电常数εr, 这些参数可以决定SIW的传输特性. 

图 1  SIW的典型结构

Fig. 1.  Typical structure of SIW.

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出于为平面天线阵列馈电的需求, 本文所要设计的是垂直方向传输的RWG到水平方向传输的SIW的过渡结构, 属于垂直过渡. 具体的连接方式为: RWG的一端与SIW的底面相连接, 在连接处SIW底面金属层开窗, 使RWG中传输的电磁波能够进入到SIW中, 如图2所示. 

图 2  SIW-RWG的垂直过渡结构　(a)结构模型; (b)电场传输示意图

Fig. 2.  Schematic diagram of vertical transition structure of SIW-RWG: (a) Structural model; (b) schematic diagram of electric field transmission

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2.2   阶梯结构设计

由其他研究成果不难看出, SIW与RWG接触面上所开的窗口尺寸和形状会影响该类型过渡结构的传输特性[7-11], 而为了减小传播方向的突变带来的影响, 同时构成渐变过渡, 可以在SIW内部构造阶梯结构来实现更好的传输性能[12-14]. 

接下来从实际制作工艺的角度考虑带有阶梯结构的SIW-RWG过渡结构的设计. SIW的传输模式与RWG近似, 因此传输截面的厚度和宽度对SIW传输特性的影响也与RWG的截面尺寸对其传输特性的影响相似. 本设计所采用的LTCC工艺的每层生瓷带厚度固定, 因此, SIW结构的整体厚度只能取单层生瓷带厚度的整数倍. 考虑到电磁波由RWG内的垂直传播过渡为LTCC基板内的水平传播, 可将SIW-RWG的连接处等效为垂直方向传播的RWG-介质填充波导-水平方向传播的SIW的过渡, 因此在中间的等效介质填充波导部分, 应使介质填充波导的垂直厚度尽可能接近1/4λg (导波长), 以实现更高的传输效率[15]. 经过计算并结合建模仿真结果, 选用烧结后厚度为0.094 mm的Ferro A6 m生瓷带时, W波段的SIW过渡结构使用5层较为合适, D波段的SIW过渡结构使用3层较为合适. 

确定了本设计中采用的SIW的厚度h之后, 还需要确定其宽度w. 考虑到金属通孔的直径d和通孔间距s是由制作工艺决定的, 因此, 在h一定的情况下, 需要从SIW的传输特性和传输模式的角度来确定宽度w. 之前学者们对于SIW与RWG的传输模式、传输特性、等效条件等做了较为丰富的研究, 由文献[6]中的公式可知, SIW可以等效为RWG的前提条件是 

满足(1)式的情况下, 可以认为SIW的损耗较小, 其传输特性与RWG类似. 

为保证等效RWG的传输模式为单模传输, 即只采用主模TE10模工作, 频率f 需要满足 

其中c为光速, we为等效宽度, μr为相对磁导率. 另一方面, 为保证只有主模TE10模传输, 还需要抑制最靠近TE10模的高次模, 即TE20模与TE01模. 而SIW中只能传输TEn0模, 所以需要抑制的只有TE20模, 为此要满足 

结合(2)式和(3)式, 可以得到单模传输的条件 

其中we可由SIW与等效RWG之间的等效宽度公式得到: 

由LTCC的制作工艺规范可知, 金属通孔的直径d只能取特定的数值, 而通孔间距s与通孔直径d相关, 出于工艺可靠性的考虑, 要求s≥2d. 经过对SIW通孔排布方式的仿真发现, 通孔排布越密集, SIW的侧壁越接近于理想电平面, SIW的传输损耗越小. 因此, 在过渡结构的设计中, 金属通孔直径d和通孔间距s都应取最小值, 在本设计采用的LTCC工艺中d的最小值为0.085 mm(烧结后), 相应地, s也取最小值0.17 mm. 结合(1), (4), (5)式, 通过计算得出SIW的宽度w的取值范围, 经过仿真验证, w在该范围内可以保证SIW的传输特性良好, 且传输模式为单模传输. 

SIW可以等效为介质填充波导, 而介质填充波导由于填充介质的存在, 其尺寸小于标准RWG的尺寸, 由此决定了阶梯渐变方向为沿远离RWG口的方向阶梯长度递减. 前面已经确定了W波段和D波段应使用的LTCC介质层数, 阶梯最高阶数应小于所用层数. 其余设计变量, 如每级阶梯宽度、长度, 还有SIW与RWG接触面上所开的窗口尺寸等参数, 还需要通过仿真优化来确定合适的取值. 

经过一系列的仿真优化和参数调整, 最终得到的SIW-RWG过渡结构如图3所示(以D波段的模型为例). 该结构包含了三层LTCC介质层, 过渡端的上下层通孔之间存在递进排布以构成阶梯渐变结构, 同时每层之间的印刷金属层为金属地, 负责连通上下层的金属通孔. 两级阶梯长度分别为0.06 mm和0.32 mm, 仿真模型的两个端口分别设置在RWG波导口和LTCC基板的侧面. 

图 3  D波段SIW-RWG过渡结构　(a)仿真模型; (b)展开视图

Fig. 3.  D-band SIW-RWG transition structure: (a) Simulation model; (b) expanded view.

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D波段SIW-RWG过渡结构模型的仿真结果如图4所示, 该结果是一个初步的定性描述, 通过改变阶梯结构的参数和SIW表面金属层的开窗参数, 可以得到与该结果较为相近的结果: 从回波损耗S11的角度, 以–15 dB为基准, 可得到20 GHz以上的带宽; 从插入损耗S21的角度, 带内损耗约为0.5—0.7 dB. 在2.4节中会根据装配和测试的需求将该模型向着更贴合实际的方向进行修改, 并得到更具有参考意义的仿真结果. 

图 4  D波段SIW-RWG过渡结构的仿真结果　(a) 回波损耗S11; (b) 插入损耗S21

Fig. 4.  Simulation results of D-band SIW-RWG transition structure: (a) Return loss S11; (b) insertion loss S21.

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W波段的过渡结构与D波段相似, 其模型和仿真结果如图5所示. 该结构包含5层LTCC介质, 四级阶梯结构, 阶梯长度分别为0, 0.09, 0.30, 0.30 mm, 可在87.8—98.7 GHz的频带内实现–20 dB以下的回波损耗, 在W波段阵列天线中有较好的实用性, 在后续的天线阵列中将使用该结构进行馈电, 因此没有为其制作专用的测试基板. 

图 5  W波段SIW-RWG过渡结构　(a) 结构模型; (b) 回波损耗S11仿真结果

Fig. 5.  W-band SIW-RWG transition structure: (a) Structural model; (b) simulation results of return loss S11.

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2.3   一分二过渡结构设计

设计RWG到SIW过渡结构的目的是用于馈电网络的前端部分, 将电磁波由RWG传输到SIW中, 再在SIW内制作一分二、二分四、四分八等逐级功率分配的馈网结构, 用于平面天线阵列的馈电[16-18]. 因此, 在2.2节的SIW-RWG过渡结构的基础上, 进一步设计了一分二过渡结构, 将馈电网络功率分配的第一级与过渡结构相结合. 这种一分二过渡结构的优点在于可以缩短传输路径, 减小传输损耗. 同时, 由于过渡结构位于SIW的初始段, 便于添加一些特殊结构以获得更好的功率分配传输性能. 

由2.2节中的SIW-RWG过渡结构直接做图形对称得到的一分二过渡结构的性能并不好, 其主要问题在于这种T型结构会导致回波较强, 因而使中心频点外的可用带宽过窄. 参考微波电路中的T型结构功率分配器, 可以在三个端口的连接点处增加特殊结构来改善传输性能. 在对SIW的特性进行调研的过程中, 从空心基片集成波导(empty substrate integrated waveguide, ESIW)与SIW的特性对比中得到启发[19-21], 结合LTCC工艺所支持的特殊结构, 决定在与过渡端相连的SIW处做挖腔处理来改善一分二过渡结构的传输性能[22,23]. 

ESIW的典型结构如图6所示[24], 是通过保留SIW金属化通孔附近的介质, 将其余部分的介质移除而得到的, 其本质是以空气为传输介质的SIW. 在对ESIW的特性进行研究时, 引入了等效介电常数的概念, 即根据空气介质占整体介质的比例(w1/w)和基片介质的相对介电常数得出对于整体ESIW结构而言的等效介电常数. 由(1)式可知, 引入空气介质之后, 介质集成波导的截止频率会升高, 且根据等效介电常数的概念, 可以通过改变空气介质的宽度w1来改变介质集成波导的截止频率, 因而可以通过挖腔引入空气介质的方式来改进一分二过渡结构的带宽. 

图 6  ESIW的典型结构[24] 　(a) 俯视图; (b) 结构图

Fig. 6.  Typical structure of ESIW[24]: (a) Top view; (b) structural view.

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经过挖腔改良过的一分二过渡结构如图7所示(以D波段的模型为例), 该结构使用了4层LTCC介质层, 并在与RWG过渡位置制作了深度为3层的空腔. 空腔的长度与LTCC基板表面金属层开窗的宽度一致, 空腔宽度应小于长度的1/2以实现良好的横向传输性能, 宽度的具体取值可以通过仿真优化来确定. 同时在未挖腔的介质层上也制作了阶梯结构来改善传输性能, 空腔宽度为0.3 mm, 阶梯长度为0.3 mm, 这种狭长的挖腔方式能在一定程度上改善电磁波进入LTCC基板后传播的方向性, 加上引入空气介质带来的谐振频率变化, 可以极大地提升一分二过渡结构的传输性能. 理想情况下, 每层LTCC基板的挖腔尺寸应该是逐层渐变的, 这样能起到等效介电常数逐层渐变的效果, 使得挖腔对于一分二过渡结构的带宽改良效果达到最优[22,23]. 但是由于工艺实现难度的限制, 在本设计中各层LTCC基板的挖腔尺寸一致. 

图 7  D波段一分二过渡结构　(a)仿真模型; (b)展开视图

Fig. 7.  D-band one to two divider transition structure: (a) Simulation model; (b) expanded view.

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D波段一分二过渡结构的仿真结果如图8所示, 此仿真结果也是一个初步的定性描述, 通过挖腔引入空气介质, 使得一分二过渡结构的带宽也可扩展到25 GHz以上. 同时, SIW-RWG过渡结构的插入损耗与2.1节相比, 也有一定程度的降低(一分二功率分配自带3 dB的衰减). 至此, 可以认为这种将2.1节中的SIW-RWG过渡结构和功率分配结构融合在一起的一分二过渡结构是可行的, 其性能将在后续的实际测试中来验证. 

图 8  D波段一分二过渡结构的仿真结果　(a) 回波损耗S11; (b) 插入损耗S21

Fig. 8.  Simulation results of D-band one to two divider transition structure: (a) Return loss S11; (b) insertion loss S21

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W波段的一分二过渡结构模型和仿真结果如图9所示, 该结构使用了5层LTCC介质, 空腔深度也为3层, 剩余两层做了对称的阶梯结构, 空腔宽度为0.668 mm, 第一级阶梯长度为0.0425 mm(这一级阶梯通过一排金属通孔来实现), 第二级阶梯长度为0.1675 mm. 可在84.3—98.4 GHz的频带内实现–20 dB以下的回波损耗, 也会在后续的天线阵列中应用. 

图 9  W波段一分二过渡结构　(a) 仿真结构模型; (b) 仿真结果回波损耗S11

Fig. 9.  W-band one to two divider transition structure: (a) Structural model of simulation; (b) simulation results of return loss S11.

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2.4   用于实测的过渡结构设计

在2.2节和2.3节中, 分别设计了SIW-RWG过渡结构和融入功率分配功能的一分二过渡结构, 都得到了不错的仿真结果, 但它们的实用性还需要进行实际的制作、装配和测试来进行验证. 为此, 本节将在2.2节和2.3节的基础上, 从实际测试的需求出发, 对D波段的模型进行调整, 做版图设计, 并为后面的装配测试准备相关的转接结构. 

对于2.2节中基础的SIW-RWG过渡结构, 可通过构成背靠背结构来测试其实际的传输性能, 但由于该结构只使用了3层LTCC介质, 而在LTCC工艺中, 使用厚度为0.094 mm的生瓷带时, 出于基板整体机械强度的考虑, 要求其堆叠层数不少于8层. 因此, 为了避免在垂直方向上添加额外的传输结构而引入额外的损耗和传输特性畸变, 需将测试基板的输入和输出端口都设置在基板的正面, 在基板的背面堆叠5层空白LTCC介质层以保证测试基板的机械强度. 

图10给出了SIW-RWG过渡结构的测试基板模型, 该测试基板的仿真结果如图11所示. 该背靠背测试结构的回波损耗–15 dB以下的带宽可达20 GHz, 由于包含了两个SIW-RWG过渡, 插入损耗也相应地增加了约2倍. 需要注意的是, 该模型仍可以通过调整阶梯结构的参数和SIW表面开窗尺寸等参数来调节此过渡结构的中心频率、带宽和插入损耗等特性. 因此, 在制作LTCC基板时采用了不同的参数取值, 设计了几种中心频率不同的测试基板. 与测试结果吻合较好且具备实用价值的仿真结果还有一种, 如图12所示. 

图 10  SIW-RWG过渡结构的测试基板模型

Fig. 10.  Test substrate model of SIW-RWG transition structure.

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图 11  SIW-RWG过渡结构测试基板模型的仿真结果　(a) 回波损耗S11; (b) 插入损耗S21

Fig. 11.  Simulation results of test substrate model of SIW-RWG transition structure: (a) Return loss S11; (b) insertion loss S21.

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图 12  另一组参数得到的测试基板模型的仿真结果

Fig. 12.  Simulation results of the test substrate model with another set of parameters.

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同理, 一分二过渡结构也需要考虑基板机械强度和避免添加额外的垂直结构的问题, 此外, 在一分二过渡结构的两个输出端口需要使用前面的SIW-RWG过渡结构, 以实现输出信号与测试仪器的波导接口之间的连通. 一分二过渡结构的测试基板模型如图13所示, 端口1为输入端口, 设置在中间的RWG处, 端口2、3为输出端口, 位于两侧. 该测试基板的仿真结果如图14所示, 一分二测试结构回波损耗–15 dB以下的带宽约为20 GHz, 由于两个输出端口添加了SIW-RWG过渡结构, 插入损耗也有相应地增加. 

图 13  一分二过渡结构的测试基板模型

Fig. 13.  Test substrate model of one to two divider transition structure.

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图 14  一分二过渡结构测试基板模型的仿真结果　(a) 回波损耗S11; (b) 插入损耗S21

Fig. 14.  Simulation results of test substrate model of one to two divider transition structure: (a) Return loss S11; (b) insertion loss S21.

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测试基板设计完成之后, 还需要考虑实际测试中, 仪器的波导接口与基板之间的转接结构. 测试过渡所用的矢量网络分析仪在D波段的接口为WR06的标准接口, 法兰盘为UG-387, 结合LTCC基板尺寸, 设计了如图15所示的波导转接件. 该转接件是针对SIW-RWG过渡结构设计的, 包含两个WR06尺寸的波导腔. 由于该结构中包含了弯曲的波导腔, 所以需要分成两部分进行制作, 以保证波导腔内部的光洁度. 图中银灰色部分为LTCC基板, 在转接件上设计了与基板尺寸一致的凸台结构, 以便与LTCC基板进行对准. 针对一分二过渡结构也制作了相应的转接件, 结构与图15类似, 包含三个波导腔, 此处就不详细介绍了. 

图 15  为实际测试所设计的波导转接件

Fig. 15.  Waveguide adapter designed for practical test.

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3.   装配和测试

LTCC测试基板(图16)与波导转接件(图17)的装配方式有三种, 分别为使用锡膏进行焊接, 使用导电胶粘接, 使用导电胶膜粘接. 从实际的测试效果来看, 使用锡膏和导电胶的装配效果都不好, 推测可能的原因是其厚度过大(锡膏和导电胶在固化前都具有流动性, 为了防止粘接剂进入波导口, 无法通过按压LTCC基板来降低粘接剂厚度), 带来的寄生效应较为明显, 导致LTCC基板与转接件的连接处损耗较大. 最终决定使用导电胶膜进行装配, 型号为3M公司的9766B, 厚度为50 μm. 将胶膜按照LTCC基板尺寸进行裁剪, 并将波导口对应的部分切除, 先粘接在波导转接件上, 再与LTCC基板进行粘接即可, 如图18所示. 

图 16  测试所用的LTCC基板

Fig. 16.  LTCC substrate for test.

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图 17  波导转接件实物图

Fig. 17.  Actual diagram of waveguide adapter.

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图 18  粘接了导电胶膜的波导转接件和待粘接的LTCC基板

Fig. 18.  Waveguide adapter bonded with conductive adhesive film and LTCC substrate.

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测试需要用到仪器为矢量网络分析仪和扩频模块, 扩频模块型号为Farran Technology 的FEV-06-TR Frequency Extender T/R 110—170 GHz. SIW-RWG过渡结构和一分二过渡结构的测试场景如图19所示. 

图 19  SIW-RWG过渡结构和一分二过渡结构实测场景

Fig. 19.  Measured scenes of SIW-RWG transition structure and one to two divider transition structure.

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4.   测试结果和结论

4.1   测试结果

SIW-RWG过渡结构的测试结果如图20和图21所示, 分别与2.4节中图11和图12的模型参数取值相对应. 

图 20  SIW-RWG过渡结构测试结果(模型参数取值与图11相对应)

Fig. 20.  Test results of SIW-RWG transition structure (Values of the model parameters correspond to Fig. 11)

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图 21  SIW-RWG过渡结构测试结果(模型参数取值与图12相对应)

Fig. 21.  Test results of SIW-RWG transition structure (Values of the model parameters correspond to Fig. 12)

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对于D波段的实物测试结果, 一般要求回波损耗在–10 dB以下. 对于插入损耗, 考虑到该测试基板为包含两个SIW-RWG过渡的背靠背结构, 且在基板测试过程中, 波导转接件中两个弯曲波导腔带来的损耗无法通过矢量网络分析仪的校准来去除; 用于粘接的导电胶膜为胶质与金属丝网的混合结构, 因而粘接带来的损耗难以用仿真建模的方式进行量化分析; LTCC基板加工过程中打孔和印刷都存在一定误差, 且本次使用的Ferro A6 m生瓷带未曾用于100 GHz以上的频段, 材料特性参数带来的不确定性也难以估量; 此外, 需要考虑铜、银等金属在高频情况下的有效电导率和损耗的变化, 根据Tran等[25]对于铜在40 GHz频率下的有效电导率和损耗的测量, 以及金属有效电导率随频率升高而降低, 损耗随频率升高而增加的结论, 可知在使用HFSS等软件进行仿真建模时的金属材料参数在高频条件下并不可靠, 因此, 测试结果的插入损耗较大是在预期之内且合理的. 

为了对实测结果的插入损耗进行一个量化的分析, 可通过仿真得到波导转接件同尺寸的弯曲波导腔的插入损耗, 而厚度为50 μm的导电胶膜在粘接处带来的损耗则通过与未粘接导电胶膜测得的插入损耗进行对比来估计. 经过仿真得到单个弯曲波导腔的插损约为0.4 dB, 导电胶膜的插损约为1.5 dB(折合为单端后). 对于图20, 在126—149 GHz的频带内, 测得的插入损耗在–4.4— –9 dB之间(折合为单端在–0.3— –2.6 dB之间); 在126—140 GHz的频带内, 测得的插入损耗在–4.4—–7 dB之间(折合为单端在–0.3 —–1.6 dB之间). 对于图21, 在112—139 GHz的频带内, 测得的插入损耗在–4.6—–9 dB之间(折合为单端在–0.4 —–2.6 dB之间); 在119—137 GHz的频带内, 测得的插入损耗在–4.6 —–7 dB之间(折合为单端在–0.4—–1.6 dB之间). 

图22给出了一分二过渡结构的测试结果. 在一分二过渡结构的实际测试中, 1端口作为输入端口接入矢量网络分析仪, 2端口作为输出端口接入, 而3端口则接入负载. 从测试结果来看, 在132—155 GHz的频带内, 除142—143 GHz附近损耗稍大, 插入损耗在–8 —–10 dB之间(排除波导腔和导电胶膜的损耗, 可认为测得的S21在–4.2— –6.2 dB之间). 考虑到二等分功率分配结构自带的3 dB衰减和输出端的SIW-RWG过渡结构带来的损耗, 可以认为图22的测试结果体现了一分二过渡结构具备的实用性. 

图 22  一分二过渡结构测试结果

Fig. 22.  Test results of one to two divider transition structure.

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4.2   结　论

通过对设计的SIW-RWG过渡结构和一分二过渡结构的实际测试, 得到了与仿真结果较为吻合的S参数曲线, 证明了两种过渡结构的性能和实用性. 此外, 关于本次加工测试所用的LTCC工艺和装配工艺, 有两点结论. 

1)对采用不同设计参数制作的LTCC基板进行测试时发现, 在150 GHz以上的频带内, 插入损耗急剧增加(虽然给出的几个仿真结果中S21在150 GHz或160 GHz以上都有较大的恶化, 但选取其他参数使中心频率靠近150 GHz时可以保证仿真得到的S21曲线正常, 但在实际测试中仍会恶化), 推测这可能与Ferro A6m生瓷带在高频段的材料特性有关, 但足以证明其在150 GHz以下的频带是可以使用的. 

2)波导口与LTCC基板连接处的粘接剂厚度对于传输结构的损耗影响较大, 需分析使用焊锡膏和导电胶损耗过大的原因, 寻求更薄厚度的焊接、粘接方式, 或探索更适合的装配方式来解决粘接剂的蔓延问题. (锡膏和导电胶可通过按压LTCC基板的方式来降低基板与波导转接件间的粘接剂厚度, 但这样会造成粘接剂向波导口内部蔓延, 从而影响测试性能.) 

综上所述, 本文设计的SIW-RWG过渡结构和一分二过渡结构在一定程度上仍需要改进, 但已具备一定的实用价值, 可以在此基础上进行后续的平面天线阵列的相关研究.